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引起运算放大器振荡的常见原因及对策

模拟设计师在设计放大器时花了很多功夫才使放大器能稳定工作，但在实际应用中又有许多情况会使这些放大器发生振荡。有许多种负载会使它们啸叫。没有正确设计的反馈网络可能导致它们不稳定。电源旁路电容不足也可能让它们不安分。最后，输入和输出自己可能振荡成单端口系统。本文将讨论引起振荡的一些常见原因以及相应的对策。 一些基本原理
图1a显示了一个非轨到轨放大器的框图。输入端控制gm模块，gm模块再驱动增益节点，最后经缓冲输出。补偿电容cc是主要的频率响应元件。如果有接地引脚的话，cc回路应该接到地。然而一般运放没有地，电容电流只能返回到一个或两个电源端。
图1a：典型的非轨到轨运放拓扑。
图1b是支持轨到轨输出的最简单放大器的框图。输入gm模块的输出电流经“电流耦合器”分成两路驱动电流到两个输出晶体管。频率响应主要取决于两个处于并联状态的cc /2电容。以上两种拓扑描述了绝大多数使用外部反馈的运放。
图1b：典型的轨到轨运放拓扑。
图1c显示了理想放大器的频率响应，虽然它们在电气结构上有所区别，但具有相似的行为。由gm 和cc形成的单极点补偿电路提供的单位增益带宽乘积频率gbf=gm/(2p cc)。这些放大器的相位延迟从-180°降至gbf/avol附近的-270°，其中avol是开环放大器直流增益。对远高于这一低频的频率来说，相位维持在-270°。这就是有名的“主极点补偿”，其中cc极点主导响应，并隐藏了有源电路的各种频率限制。
图1c：运放的理想化频率响应。
图2显示了ltc6268放大器的开环增益和相位响应与频率的关系。这是一款很小巧的500mhz放大器，支持轨到轨输出，并且只有3fa的偏置电流，是展示真实放大器行为的一个极好例子。主补偿电路的-90°相位延迟从大约0.1mhz开始，在约8mhz时达到-270°，但在30mhz以上将越过-270°。在实际应用中，由于额外的增益级和输出级电路，所有放大器除了基本的主补偿延迟外，都还有高频相位延迟。典型的额外相位延迟从大约gbf/10开始。
图2：ltc6268的增益和相位与频率的关系。
简言之，带反馈的稳定性关键在于环路增益和相位；或avol乘以反馈因子，或环路增益。如果我们在单位增益配置中连接ltc6268，那么100%的输出电压将被反馈。在非常低频率时，输出是负输入的反相，或-180°相位延迟。补偿电路通过放大器再增加-90°延迟，使得负输入到输出具有-270°的延迟。当环路相位延迟增加到±360°或它的倍数并且环路增益至少是1v/v或0db时将产生振荡。相位余量衡量的是当增益为1v/v或0db时相位延迟离360°有多远。图2显示在130mhz时的相位余量约有70°(10pf红色曲线)。这是一个非常健康的数字；相位余量低至35°可能都是可用的。
另外一个较少讨论的主题是增益余量，虽然它与参数一样重要。当在某些高频点相位余量为零时，如果增益至少1v/v或0db，那么放大器就会振荡。如图2所示，当相位减至0(或360°的倍数，或图中所示的-180°)时，1ghz附近的增益约为-24db。这是一个非常小的增益。在这个频率点不会发生振荡。在实际使用中，一般至少需要4db的增益余量。
非完全补偿放大器(decompensated amplifiers)
虽然ltec6268在单位增益时非常稳定，但有些运放却有意做的不稳定。通过设计放大器补偿电路，使之只在更高闭环增益时才稳定，这样的设计权衡与单位增益补偿方法相比可以提供更高的压摆率、更宽的gbf和更低的输入噪声。图3显示了lt6230-10的开环增益和相位。该放大器主要用于反馈增益为10或更高的场合，因此反馈网络将至少衰减输出信号10倍。在使用这种反馈网络的条件下，我们寻找开环增益为10v/v或20db时的频率，发现在50mhz时的相位余量为58°(±5v电源)。在单位增益时，相位余量只有0°左右，而且放大器会振荡。
图3：lt6230-10增益和相位与频率的关系。
观察发现，当闭环增益比最小稳定增益更高时，所有的放大器都将更加稳定。即使1.5的增益也会使单位增益稳定的放大器变得更加稳定得多。
反馈网络
就这个话题而言，反馈网络本身也可能引起振荡。注意图4中我们放了一个寄生电容与反馈分压电阻并联在一起。这是不可避免的。电路板上每个元件的每个端子都有约0.5pf的电容到地，而且还有走线的电容。在实际应用中，节点至少有2pf的电容，每英寸走线的电容大约也是2pf。因此很容易积累起5pf的寄生电容。考虑ltc6268提供+2的增益。为了节省功耗，我们将rf和rg值设为相当高的10kw。当cpar= 4pf时，这个反馈网络在1/(2p*rf||rg*cpar)或8mhz处有一个极点。
图4：加载反馈网络的寄生电容。
利用反馈网络相位延迟为–atan(f/8mhz)这个事实，我们可以估计环路360°延迟将发生在约35mhz时，此时放大器的延迟为-261°，反馈网络延迟为-79°。在这个相位和频率点，放大器仍有22db的增益，而分压电阻增益是分压电阻增益 = 0.1114 or -19db。放大器的22db增益乘上反馈网络-19db增益可以得出在0°相位处的环路增益为+3db，电路会发生振荡。因此必须减小与寄生电容一起发生作用的反馈电阻值，使反馈极点远离环路的单位增益频率。极点与gbf比值最好6倍以上。
运放输入本身可能呈很大的容性，模拟cpar。特别是低噪声和低vos放大器具有大的输入晶体管，其输入电容比其它放大器都要大，会加载它们的反馈网络。你需要查阅数据手册，看看与cpar并联的电容还有多大。幸运的是，lt6268只有0.45pf，对这种低噪声放大器来说这是一个很小的值。带寄生参数的电路可以用运行在免费的ltspice 上面的凌力尔特宏模型进行仿真。
图5显示了使分压电阻更能容忍电容的方法。图5a显示了加入rin后的同相放大器电路。假设vin是一个低阻源(<in )，rin将有效地衰减反馈信号而不改变闭环增益。rin还将降低分压器阻抗，提高反馈极点频率，并有望超过gbf。环路带宽将被rin减小，输入偏移和噪声则被rin放大。
图5a：减小cpar效应的方法；增加了rin的同相放大器电路。
图5b显示了反相配置。rg同样执行环路衰减同时又不改变闭环增益。在这种情况下，输入阻抗不会因“rg”而改变，但噪声、偏移和带宽会变糟。
图5b：减小cpar效应的方法；反相配置。
图5c显示了补偿同相放大器中cpar的优选方法。如果我们设置cf* rf = cpar * rg，我们就有一个“经过补偿的衰减器”，反馈分压器也就在所有频率点都有相同的衰减，从而解决了cpar问题。产品的失配将在放大器的通带中造成“突起”，在响应中造成“骨架”，也即低频响应是平坦的，但改变到了围绕f = 1/2p* cpar * rg的另一个平台。图5d显示了用于反相放大器的cpar等效补偿电路。需要分析频率响应，找出正确的cf，而放大器带宽就是分析的一个部分。
图5c:减小cpar效应的方法；补偿同相放大器中cpar的优选方法。
图5d：减小cpar效应的方法；针对反相放大器的等效cpar补偿电路。
这里顺序列出了对电流反馈放大器(cfa)的一些评论。如果图5a中的放大器是cfa，那么“rin ”对修改频率响应没有多大作用，因为负输入具有很小的阻抗，是正输入的完全拷贝。噪声则有些变差，而且会发生额外的负输入偏置电流vos/ rin。同样，图5b所示电路的频率响应不会被“rg ”改变。反相输入不只是一个虚拟地，它到地有一个真正很低的阻抗，并且已经容忍cpar (仅反相模式！)。直流误差类似于图5a所示误差。图5c和5d是电压输入运放的首选，只是cfa不能容忍直接反馈电容而不发生振荡。
负载问题
就像反馈电容可能侵蚀相位余量一样，它也会加载电容。图6显示了在一些增益设置条件下ltc6268输出阻抗与频率的关系。注意，单位增益输出阻抗要低于更高增益的阻抗。完整反馈允许开环增益减小放大器的固有输出阻抗。这样，图6中增益为10的输出阻抗一般要高出单位增益结果10倍。反馈衰减器会降低环路增益使之到1/10值，否则会减小闭环输出阻抗。开环输出阻抗约30w，从增益100曲线高频区的平坦部分很容易看出来。在从大约增益带频率/100到增益带宽频率的这段区域中，基本上没有足够的环路增益可减小开环输出阻抗。
图6：ltc6268在三种增益条件下输出阻抗与频率的关系。
电容负载将和开环输出阻抗一起导致相位和幅度延迟。举例来说，50pf负载和ltc6268 30ω输出阻抗一起将在106mhz点生成另一个极点，此时输出具有-45°的相位延迟和-3db的衰减。在这个频率点，放大器具有-295°的相位和10db的增益。假设是单位增益反馈，那就不完全能发生振荡，因为相位没有使延迟达到±360°(在106mhz处)。然而在150mhz点，放大器有305°的延迟和5db的增益。输出极点的相位是–atan(150mhz/106mhz) = -55°，增益是= 0.577 或-4.8db。乘上环路增益，可以得到360°和+0.2db增益，再次振荡。50pf似乎是迫使ltc6268振荡的最小负载电容。
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